Sursa Stabilizata in Comutatie cu Alimentare de la Retea - Proiectarea schemei electrice

Proiectarea schemei electrice

Specificatiile de proiectare

Se cere proiectarea unei surse stabilizate in comutatie cu alimentare de la retea, cu urmatorii parametri:

topologie de tip flyback cu control in curent;

tensiune de alimentare 200V - 240V, 50Hz;

tensiunile de iesire U_o=5V ;

curentul maxim de iesire I_o=5A;

2. Proiectarea circuitului pentru redresarea si filtrarea tensiunii de la retea

Sursa in comutatie necesita o tensiune continua pe care o converteste in impulsuri de inalta frecventa. In mod uzual nu se utilizeaza un transformator de separare a retelei, aceasta fiind redresta si filtrata in mod direct.

Schema utilizata este urmatoarea:

Schema circuitului de conversie curent alternativ - curent continuu

Aceasta schema cuprinde:

siguranta fuzibila F1 care asigura protectia la supracurenti in partea primara a sursei;

rezistorul R1 care limiteaza curentul initial de incarcare al condensatorului de filtraj;

puntea redresoare care redreseaza tensiunea alternativa de la retea;

condensatorul de filtraj C1.

Puterea consumata in secundar este:

Po=UoI0=5V 5A=25W

Puterea consumata in primar considerand un randament al sursei de 80%:

Pi=25/0.8=31W

Tensiunea minima de alimentare a primarului transformatorului este:

Emin=200V =248V

Curentul mediu in primar la tensiune de alimentare minima:

Pentru redresare se utilizeaza o punte de diode de tip 1N4007 cu parametrii:

I_f = 1A , V_BV = 1kV si I_FSM = 50A.

Dioda are parametri acoperitori atat din punct de vedere al curentului mediu maxim cat si din punct de vedere al tensiunii inverse repetitive maxime.

Calcululrezistentei de limitare a curentului initial de incarcare al condensatorului de filtraj:

Aleg practic 10W

Curentul efectiv consumat de la retea este:

I_in(RMS)=P_i/U_imin(RMS)=31/200=0,155Aef

Calculul puterii pe rezistenta R1:

P_R1 = I_in(RMS)² R = 0,155² 10 = 0.25W

Se alege rezistorul R1 de 3W, pentru a fi acoperitor atat din punct de vedere al puterii disipate cat si din punct de vedere al tensiunii maxime de lucru.

Calcul condensatorului de filtrare se face impunand o variatie maxima a tensiunii redresate si filtrate E. Se impune DE=10%E=31V.

Stiind ca valoarea capacitatii necesare este raportul sarcina pe rariatie de tensiune,

C₁ = Ii T_d/DU_o

Cu Td s-a notat semiperioada retelei

Aleg C₁ = 68mF la 400V.

3. Calculul parametrilor tranzistorului de comutatie

Frecventa de comutatie a sursei stabilizate va fi de 75KHz. Ea a fost aleasa astfel din considerente legate de performantele dispozitivelor de putere si a componentelor magnetice ce urmeaza a fi folosite. Factorul de umplere maxim considerat va fi de 0,45.

Curentul maxim prin tranzistorul MOS de putere M1:

Tensiunea drena-sursa maxima se calculeaza luand in considerare reflexia in primar a tensiunii secundare, la raportul de transformare n al transformatorului (vezi proiectarea componentelor magnetice).

U_Dsmax > E_max+n UoÞ U_DS > 240 424V

Cu valorile I_Dmax = 0,55A, Idav=0,125A si U_Dsmax = 424V aleg tranzistorul de tip MOS

BUK435-600B cu parametrii de catalog urmatori:

V_DS=600V

I_D = 3,1A

P_tot = 125W

R_DS(on)=5W

t_r=40ns

t_f = 60ns

4. Retea RC de protectie a tranzistorului de putere

Solicitarea cea mai puternica la care este supus un tranzistor in procesul de comutatie are loc atunci cand tranzistorul este adus in starea de blocare.

In figura de mai jos se prezinta un circuit de protectie a tranzistorului care actioneaza atunci cand tranzistorul trece din starea de conductie in starea de blocare.

In absenta circuitului de protectie, cand M1 se blocheaza, reactanta de dispersie a transformatorului determina o supracrestere suficient de mare pentru a distruge transistorul prin depasirea tensiunii drena-sursa. Cu circuitul de protectie, tensiunea autoindusa in reactanta de dispersie determina polarizarea directa a diodei D9, prin care condensatorul C10 se incarca, limitand astfel supractesterea la valori normale.

Energia inmagazinata in inductanta de dispersie care se descarca pe condensatorul C10 este:

15uJ

Unde reactanta de dispersie este cea determinata experimental, prim masurarea inductatei primare a transformatorului cu secundarul in scurtcircuit.

Pe de alta parte energie este data si de variatia de tensiune pe C10.

Din egalarea celor doua relatii, impunand o limita a supracresterii tensiunii pe C10 de 50V, rezulta:

C10=12nF

Practic se alege C10=10nF/1KV.

Supractesterea de 50V obtinuta se adauga la tensiunea dren-sursa maxima obtinuta anterior (424+50=474). Se constata ca nu depaseste valoarea limita.

Rezistorul plasat in paralel cu C10 trebuie sa asigure o descarcare a condensatorului la pe durata conductiei tranzistorului MOS. Daca consideram ca procesul de descarcare a capacitatii este (3 t putem exprima valoarea rezistentei R11 astfel:

R11=t_on/3C

Unde cu ton s-a notat durata conductiei tranzistorului MOS de putere. Considerand un factor de umplere minim de 0,2 (vezi calculele ulterioare) rezulta:

t_on=t_min/f==2,66uS

Iar valoarea rezistentei R11:

R11=23kΩ

Se alege R11=22kΩ.

Puterea disipata de R11 este:

Pdr11=5,8W

Se alege D9: UF4007 dioda ultrarapida cu parametrii:

I_o = 1A

V_BR = 1000V

Rezistorul R11 se va obtine prin cuplarea in paralel a trei rezistoare de 68k/2W, pentru a obtine capabilitatea de putere necesara.

Deoarece regimul de conductie de curent este intrerupt, puterea disipata la comutatie este readusa. Se poate aproxima ca tranzistorul MOS disipa doar in conductie:

S-a considerat factorul de umplere maxim: 0,45.

5. Senzorul de curent

Se calculeaza stiind curentul maxim prin MOS si tensiunea de intrare in limitare a integratului UC3842 de 1V. Se va lua in calcul un curent maxim de varf prin MOS I_pmax=1,1A mai mare decat cel corespunzator puterii de sarcina maxime. Rezulta:

R2=1/1,1=0,9Ω

Pentru a obtine practic valoarea de 0,9Ω se grupeaza in paralel doua rezistoare, R9=1Ω si R4=10Ω.

6. Rezistentele de start

Pentru alimentarea initiala a CI este necesar un curent de minim 2,5mA, curent care se obtine cu grupul serie-paralel R20, R25, R26, R27, R28, R29, R30, R32/0,5W. In acest mod se obtine un rezistor echivalent de 100k/3W. Curentul de start furnizat CI va fi:

I_start=(E_min-V_cc)/R_echiv=(280-15)/100k=2,6mA

Iar puterea disipata totala de rezistente:

Pd=R_echivI_start²=0,7W

7. Calculul inductantelor din primar/secundar

Se va face pe baza formelor de unda prezentate mai jos:

Tensiunea pe inductivitatea transformatorului se poate scrie ca:

Inductanta primara se determina in cazul in care tensiunea de alimentare ste minima iar factorul de umplere este maxim:

Rezulta:

Lp=280 0,55)=3mH

Curentul de varf in secundarul transformatorului se calculeaza stiind ca valoarea medie a lui este chiar curentul de iesire Io:

Atunci cand factorul de umplere este maxim se obtine o valoare maxima a curentului secundar, inductanta secundara proiectandu-se pentru a obtine limita conductiei intrerupte atunci cand factorul de umplere este maxim:

Unde n este raportul de transformare primar-secundar:

n=np/ns

Iar V_D=0,5V este caderea de tensune in conductie pe dioda redresoare Schottky. Rezulta:

Ls=9,2uH

Reactanta de alimentare a CI se proiecteaza tilizand relatia:

8. Proiectarea componentelor magnetice

Transformatorul de impulsuri asigura separarea galvanica dintre partea de retea si consumatorii de joasa tensiune.

La sursa flyback, miezul magnetic trebuie sa inmagazineze energia L I²/2. Rezulta ca transformatorul nu este utilizat la capacitatea sa maxima, deoarece curentul prin primar si deci fluxul nu vor fi niciodata mai mici ca zero. Aceasta solutie creeaza posibilitatea ca pentru curenti care depasesc anumite limite sa se ajunga foarte usor la saturatie.

Pentru a impiedica saturarea miezului exista doua posibilitati. O prima posibilitate este utilizarea unor miezuri cat mai mari. A doua posibilitate este crearea unui intrefier pentru a aplatiza curba B=f(H) si pentru a mai reduce densitatea de flux pentru aceeasi polarizare cu curent continuu.

Majoritatea miezurilor magnetice au date in catalog curba de magnetizare de forma celei din figura:

L

Ea pune in evidenta faptul ca intr-o regiune pina la o anumita valoare a inductiei B_max­ intre B si H exista o dependenta liniara, ceea ce corespunde unei permeabilitati magnetice constante. De asemenea, daca se utilizeaza miezul la curenti mici, pe prima portiune a curbei de magnetizare (0 L), pierderile in miez sunt neglijabile. Daca punctul de functionare depaseste cotul caracteristicii, se ajunge in zona de neliniaritate, situatie in care in multe aplicatii comportarea circuitului magnetic este nesatisfacatoare.

In calculul transformatorului se pot folosi urmatoarele relatii, deduse prin aproximarea relatiilor referitoare la circuitele magnetice:

, unde

V - volumul miezului magnetic

DB = 0,3T

H_sat=np Ip/lm

Np: numarul de spire din primar

l_m: lungimea circuitului magnetic

l_i = intrefierul circuitului magnetic

m p

n_p = numar de spire in primar

S = sectiunea miezului magnetic

n_s = numarul de spire din secundar

calculul volumului

Aleg un miez E22/6/16 cu urmatoarele caracteristici si care e prezentat in figura de mai jos:

S = 80,4mm²

l_m = 26,1mm (lungimea liniei magnetice)

- lungime intrefier

n_aux asigura alimentarea circuitului de comanda.

Calculul diametrului conductorului de bobinaj:

consideram densitatea de curent J=4A/mm²

- sectiunea conductorului de bobinaj

- pentru d_p avem I_i = 0,11A

pentru d_s avem

Avand in vedere efectul pelicular (curentul prin conductoarele de bobinaj se distrunuie la suprafata acestuia), se va utiliza pentru primar conductor 3*0,2mm iar pentru secundar 4*0,55mm.

9. Proiectarea circuitului pentru redresarea secundara a tensiunii de iesire

Dioda de redresare lucreaza in perioada de t_off, cind tranzistorul din primar este blocat.

Valoarea medie a curentului de sarcina este:

,

I_DMAX = curentul maxim prin tranzistorul de comutatie la sfirsitul perioadei t_on curentul maxim prin dioda este:

Inductivitatile parazite ale transformatorului de inalta frecventa impreuna cu capacitatea jonctiunii diodei Schottky pot forma un circuit oscilant acordat care la blocarea diodei creeaza oscilatii care pot depasi tensiunea inversa maxima a diodei. Prin introducerea unei retele care sa contina o rezistenta si un condensator, oscilatiile pot fi inlaturate.

C_j = capacitatea jonctiunii;

L_T = inductanta parazita a transformatorului

n = raportul de transformare al transformatorului

Puterea disipata pe rezistenta de protectie se calculeaza cu relatia:

Se utilizeaza o dioda de tipul MBR1545 cu parametrii:

V_BV = 45V

I_FV = 15A

I_FRM = 80A

V_F = 0,5V

Puterea disipata de dioda este:

10. Filtrarea tensiunii secundare

Alegerea capacitatii de filtraj depinde de tipul sursei, de frecventa de lucru si de valoarea maxima a curentului de sarcina. In cele mai multe aplicatii se folosesc condensatoare electrolitice cu rezistenta proprie cit mai mica. Rezistenta proprie a condensatorului de filtraj are efect asupra pulsatiilor tensiunii si de asemenea asupra timpului de viata al condensatorului. Cum rezistenta are un caracter disipativ, pierderile de putere genereaza caldura, care scurteaza durata de viata a condensatorului.

DU_S = DQ/C

Sarcina maxima acumulata e determinata de I_DMAX:

DQ_MAX = I_pks t_off C15/ 2 = I_DMAX t_off/2 DU_S.

DU_S - variatia maxima a tensiunii la bornele consumatorului - se impune 0,02V

Calcule:

Pentru reducerea influentei rezistentei serie a condensatorului se pot folosi 2 condensatori conectati in paralel.

Aleg C15||C17 = 2200mF la 16V

11. Proiectarea circuitului de comanda

Acest circuit are urmatoarele roluri:

asigura comanda elementului de comutatie in vederea mentinerii tensiunii de iesire la o valoare prescrisa;

asigura controlul curentului prin elementul de comutatie;

asigura pornirea lenta(softstart).

Controlul tensiunii se realizeaza utilizind tehnica PWM.

In cazul topologiei flyback t_on/T £ 0,5 , si ca urmare se alege t_on/T = 0,45

O varianta moderna, cu caracteristici superioare sistemului de control PWM clasic o constituie procedeul de control al tensiunii prin curent.

Principiul de functionare a controlului valorii medii a tensiunii unui stabilizator in comutatie este prezentat in urmatoarea figura:

Tensiunea de iesire a sursei impreuna cu tensiunea U₁ care este proportionala cu curentul care parcurge etajul de putere, sunt folosite ca marimi de intrare in blocul ce formeaza impulsurile de comanda cu parametrii in functie de cele doua marimi de intrare. Daca presupunem elementele de circuit ideale, cele doua marimi reprezinta informatii despre starea sursei.

Blocul pentru formarea impulsurilor de comanda poate avea structura din figura:

Tensiunea de pe circuitul de sarcina, U_S, este comparata cu o tensiune de prescriere U_P. Amplificatorul de eroare, AE, produce la iesire o tensine care se compara cu tensiunea U₁, proportionla cu curentul de sarcina. Cind tensiunea devine egala cu U_e, se da comanda pentru bistabilul B de trecere in zero. Acesta, la rindul sau, prin blocul de comanda blocheaza tranzistorul si il tine in aceasta stare pina cind este initiat un nou ciclu de catre generatorul de tact. Aceste fenomene au loc la o frecventa de tact constanta.

Alegem circuitul specializat UC3842 care prezinta urmatoarea structura interna:

Vom calcula urmatoarele elemente:

frecventa de lucru a sursei;

Frecventa de lucru a sursei se stabileste cu ajutorul condensatorului si rezistentei de temporizare C_t si R_t.

Alegem f = 75kHz, C₈=22nF si rezulta R₉ =750W

limitarea de curent;

Reteaua de integrare RC are rolul de a suprima virfurile de tensiune care apar pe rezistenta R_s datorita conductiei tranzistorului Q₁.

Aleg R6 = 1k si C6 = 1nF.

comanda tranzistorului de putere.

Datorita capacitatii parazite grila-sursa a tranzistorului MOS, e necesara o rezistenta de limitare a curentului prin circuitul de comanda.

Cunoastem I_{max com} = 1A, V_CC = 15V Þ R₁= 15/1 = 15W

Vom alege practic 22W

circuitul de start;

Circuitul SG1844 prezinta un sistem de startare care are la baza un comparator cu fereastra care prezinta urmatorii parametri:

U_start = 16V

U_mentinere = 10V

I_init > 2mA

Circuitul se alimenteaza initial din tensiunea de 310V printr-o rezistenta de startare R_ST ca in figura urmatoare:

Circuitul prezinta o dioda Zenner de limitare a tensiunii maxime intre pinii V_CC si GND cu V_z = 35V pentru I_Zmax = 25mA.

Aleg practic R_ST = 100kW

stabilizarea tensiunii de iesire;

Bucla de control a tensiunii de iesire a fost implementata cu ajutorul unui circuit integrat secializat regulator de tensiune tip TL431. Circuitul integrat are in componenta sa:

o       generator de tensiune de referinta de 2,5V

o       amplificator de eroare

o       etaj de iesire

Rezistentele R15, R16, R17 sunt folosite pentru divizarea tensiunii de iesire cu ½, in asa fel incat sa se obtina la iesire Uo=5V=2Vref.

Pentru compensarea raspunsului circuitului in bucla inchisa (stabilitatea sistemului) se introduce un pol cu ajutorul grupului C2, R18.