Home - Rasfoiesc.com
Educatie Sanatate Inginerie Business Familie Hobby Legal
Ca sa traiesti o viata sanatoasa. proeicte electrice, electricitate, scheme electrice

Aeronautica Comunicatii Constructii Electronica Navigatie Tehnica mecanica

Electronica


Index » inginerie » Electronica
» PROIECT - SURSA DE INALTA FRECVENTA PENTRU ALIMENTAREA LAMPILOR FLUORESCENTE


PROIECT - SURSA DE INALTA FRECVENTA PENTRU ALIMENTAREA LAMPILOR FLUORESCENTE



UNIVERSITATEA POLITEHNICA TIMISOARA

FACULTATEA  DE   ELECTROTEHNICA

PROIECT

ILUMINAT ELECTRIC

SURSA DE INALTA FRECVENTA

PENTRU ALIMENTAREA LAMPILOR FLUORESCENTE

                            

             1.Tema proiectului:

            Sa se proiecteze o sursa de inalta frecventa utilizand un invertor de tip FLYBACK cu izolare pentru alimentarea unei lampi fluorescente avand urmatorii parametrii :

1.1    Caracteristici tehnice

U1n = 24   [Vcc]                     - tensiunea de alimentare                                  

U2 = 230  [Vef]                    - tensiunea de iesire

Pn = 2*20  [W]                          - puterea nominala a lampii                                                    

f = 82 [kHz]                         - frecventa invertorului de comutatie a tranzistorului

η = 0.8                              - randamentul transformatorului  

Conditiile mediului ambiant :

                                              80[%] la 20 []     -umiditate

                                              θamb = 25  [0C]          -temperatura mediului ambiant        

                                              p = 1  [atm]              -presiunea atmosferica                               

1.2    Observatie:

Se va considera tensiunea U1 in intervalul U1=(0.8÷1.1)*U1n  pentru ca  

sursa de alimentare are diferite nivele de tensiune.

 

Introducere

            Principiul de functionare a surselor de lumina cu descarcari in gaze se bazeaza pe efectul luminescent (emisia de radiatii situate in spectrul vizibil) datorat amorsarii pentru intretinerea unei descarcari electrice intr-un mediu gazos.

            Din categoria lampilor cu descarcari , tipurile cele mai reprezentative si cele mai frecvent utilizate sunt:

   a) lampile cu descarcari in gaze si vapori de mercur la joasa presiune si inalta presiune (LVHgJP si LVHgIP);

   b) lampile cu descarcari in gaze si vapori de sodiu la joasa presiune si inalta presiune (LVNaJP si LVNaIP);

   c) lampile cu descarcari in gaze (LDG):xenon, argon, neon etc.

            Lampile fluorescente, spre deosebire de lampile cu incandescenta, necesita pentru pornire si functionare elementele de circuit suplimentare: starter (ST) si balast (B), figurile de mai jos:

  

  Schema de conexiuni mono a lampilor fluorescente

            Starterul are rolul unui element de comanda a secventelor necesare amorsarii descarcarii electrice in lampa: la inchiderea contactului se declanseaza secventa de preincalzire si ionizare, iar la deschiderea ulterioara a contactului se initializeaza descarcarea electrica in lampa sub efectul unui soc de supratensiune. Starterele pentru lampile fluorescente pot fi de doua tipuri: cu licarire si statice (PTC).

            Balastul (bobina cu miez feromagnetic) genereaza prin autoinductie socul de supratensiune si asigura stabilizarea parametrilor descarcarii (curentul si tensiunea prin lampa) la functionarea de durata.

            Descarcarea electrica produce fenomene radiante situate preponderent in spectrul ultraviolet (UV) invizibil. Sub actiunea radiatiilor (UV) atomii substantelor complexe din structura luminoforului emit radiatii luminoase (situate in spectrul vizibil).

          

             

1.Calculul de dimensionare pentru sursa de inalta frecventa

(invertor FLYBACK cu izolare)

2.1 Alegerea tranzistorului din catalog

           Sursa de inalta frecventa are in componenta sa un convertor de tip FLYBACK a carui iesire este peste un transformator ridicator cu miezul din ferita.

            Schema de principiu a unei surse in comutatie de tip „FLYBACK” cu izolare.

Factorul de umplere :

    =0.5

  avand:

Tensiunea de alimentare variaza intre doua valori U1=(0.85÷1.1)U1n , astfel incat vom obtine 2 valori pentru factorul de umplere:

    pentru U1=1.1* U1n  =>                  

               pentru U1=0.85* U1n =>          

Pentru variatia factorului de umplere (D) in jurul valorii de 0.5 obtinem:

- tensiunea drena-sursa maxima:

 

                                   

- curentul de drena maxim:

                               

                                 

            Cunoscand frecventa  se va calcula in continuare perioada:

                                                                                           

   Se alege din catalog tranzistorul MOSFET MTP10N10EL de pe site-ul  www.irf.com pe caza calculelor realizate anterior astfel incat timpii de comutatie (ton si toff) sa fie mai mici decat 1%*T pentru a avea pierderi cat mai mici in comutatie.

  Tranzistorul ales are urmatorii parametrii:

1. Puterea disipata:

PDis_max= 40 [W] la 25[sC]

2. Temperatura maxima a jonctiunii:

Tjmax= 150 [sC]

3. Tensiunea de saturatie:

VGSsat=VDSsat=2 [V]

                             

4. Curentul de drena:

ID= 10 [A]

5. Rezistenta termica jonctiune-carcasa:

 RthJC   = 3.13[sC/W]

6. Rezistenta termica  jonctiune-mediu ambiant

 RthJA   = 71.4[sC/W]

2. Dimensionarea radiatorului

        Disiparea de caldura pe tranzistor se poate reprezenta prin intermediul unor rezistente termice ca in figura:

transfer caldura

  

Circuitul electric de transmitere a caldurii

in care :    θjonctiune – temperatura jonctiuni tranzistorului  data de catalog;

                 θambiant – temperatura mediului ambiant  data in cerintele proiectului ;

                 Rthj-c -  rezistenta termica jonctiune-carcasa data de catalog;

                 Rthc-a -  rezistenta termica carcasa-mediu ambiant;

                 Rthc-r -  rezistenta termica carcasa-radiator data de proiect (0.5 [0C/W] );

                  Rthr-a -  rezistenta termica radiator-mediu ambiant;

            Pentru calculul radiatorului tranzistorului trebuie calculata puterea maxima disipata de acesta:

                                                                       

             In urma calculelor  verificam  conditia ca puterea disipata maxima in tranzistor sa fie mai mica decat puterea disipata admisibila a tranzistorului :

PDis_max =40 [W] > PTot = 20[W]  - conditie indeplinita

Se calcueaza rezistenta termica jonctiune-mediu ambiant cu relatia:

                                               

Rthr-a= Rthj-a -Rthj-c -Rthc-r== 71.4-3.13-0.5=67.7 [0C/W]

                  

     In urma calculelor efectuate si in urma consultarii nomogramei tranzistorului ales observam ca nu este nevoie de radiator (Anexa 2). Astfel circuitul nu va mai contine radiator si va arata astfel:

transfer caldura_2

3. Proiectarea transformatorului de inalta frecventa si alegerea elementelor constructive

3.1.Alegerea miezului feromagnetic si calculul infasurarilor

Transformatorul are miez din ferita si nu din tole precum majoritatea transformatoarelor. Proiectantul este constrans sa foloseasca miez de ferita datorita frecventelor mari de comutatie avand ca efect micsorarea sau chiar a evitarea pierderilor prin histerezis si prin curenti turbionari. Feritele moi se utilizeaza in domeniul frecventelor inalte avand cea mai larga raspandire.    

histerezis 

Curba de prima magnetizare si histerezisul magnetic

Cele mai utilizate materiale in domeniul frecventelor inalte sunt feritele moi care care au caracteristicile:

o       rezistivitate interna foarte mare si permeabilitate magnetica relativ ridicata.

o       pierderi reduse si un grad de incalzire redus;

o       nu prezinta magnetism remanent.

Un transformator lucreaza in conditii de eficienta maxima daca raportul tensiunilor din cele doua infasurari este egal cu raportul dintre numarul de spire din primar si secundar

Pe baza caracteristicilor de magnetizare a materialului (MZ-6)alegem din Anexa 1 pierderile specifice:  p≤10 [mW/cm3]

s-a ales: p = 8 [mW/cm3], pierderi ce corespund  frecventei de: f=82[Khz]

Variatia inductiei magnetice in miez corespunzatoare acestei frecvente si pierderilor specifice este ΔB=0.06[T].

            Pentru a evita saturatia miezului magnetic in cele mai dezavantajoase conditii vom alege pentru transformator:

             Bmax=2* ΔB=2*0.06=0.12[T].

3.2 Determinarea dimensiunilor si geometriei miezului          

Se va alege miezul magnetic in forma de „E”, iar tipul miezului se alege din Anexa 4. Dupa incercasi succesive am ales miezul magnetic de tipul E 30 MZ-6-07  cu  dimensiunile:

a = 30      [mm]

b = 15.2   [mm]

c = 9.7     [mm]

d = 7.2     [mm]

e = 19.5   [mm]

f* = 7.3   [mm]

R = 1.8   [mm]

AL=1800 [nH/sp2]

                            

Forma si dimensiunile miezului de ferita al transformatorului

            Se calculeaza sectiunea coloanei jugului magnetic (Sm) si sectiunea disponibila pentru bobinaj (Sb) :

trafo     Sm = == 0.525 [cm2]

Sb = == 0.954 [cm2]

unde kb este factorul de bobinaj, kb de unde am ales kb =0.8

     Pentru ca transformatorul sa reziste la solicitarile electromagnetice la care  este supus in timpul functionarii se verifica conditia:

                

unde j=densitatea de curent (2.53)[A/mm2 ], am ales j= 3[A/mm2]

         ks se alege din intervalul [1.5÷1.7]; l-am ales ks=1.5 

Sm Sb=0.5250.954 = 0.500 [cm4]

Din conditia:           0.500≥0.0271  conditie indeplinita

                       

3.3 Calculul infasurarilor

Numarul de spire din primar:

Numarul de spire din secundar:

,  se allege ksp =(1.02 ÷ 1.05)   (s-a ales ksp =1.02)

 

Curentii din infasurari:

I1 = IDmax = 8.34 [A]         I=8.62 [A]  (Anexa 5)     

         I=0.185[A] (Anexa 5)

   Diametrele conductoarelor (Anexa 5):

         dCu1=0.19[mm]

               dCu1iz1=0.1990[mm].

          dCu2=0.0280[mm]

              dCu1iz2=0.0315[mm].

Grosimea infasurarilor primara si secundara pe fereastra:

            Prima data se alege grosimea carcasei gc din intervalul (0.5÷1.5)mm ,  apoi se calculeaza grosimea ferestrei.

gc = 0.1 [cm] – grosimea carcasei

gf  = 0.615 [cm]                                                                       

            Calculam grosimea repartizata infasurarilor primare in fereastra transformatorului:

giz=0.03 [cm]  grosimea izolatiei din secundar si din primar:

g1= 

            Calculam grosimea repartizata infasurarilor secundare in fereastra transformatorului:

Lungimile medii ale spirelor sunt:

 

pentru primar:

pentru secundar :

Lungimile  infasurarilor sunt:

 

  - lungimea totala a infasurarii primarului:

           l1 = 0.0379 [m]

  - lungimea totala a infasurarii secundarului :

           l2 = 0.531 [m]

Masa conductoarelor din primar (mcu1) si din secundar (mcu2) se calculeaza cu relatiile:

 

 mcu1=

mcu2=

                                                             γcu = 8.900 [kg/dm3] – densitatea cuprului

Modul de bobinare folosit este strat langa strat dupa cum reiese din figura:

3.4. Asezarea infasurarilor in fereastra transformatorului

Se calculeaza numarul de spire pe strat si numarul de straturi:

                                                                                               

       Nsp/str1=                                           

Se rotunjeste Nsp/str1=10 spire

      Nsp/str2=                                          

Se rotunjeste Nsp/str2=63 spire

                                                                                                           

      Nstr1 =  straturi                                                                         

Se rotunjeste Nstr1 =1 strat in primar

      Nstr2 = straturi                                                                                    

Se rotunjeste Nstr2 =1 straturi in secundar

3.5.Verificarea geometriei

  • Cotele de latime:

              0.378<0.615  -conditie indeplinita                              

  • Raportul dintre sectiunea neta cuprului si sectiunea totala a ferestrei:

     kb =        

 kb =0.1713(calculat) <0.8(ales initial) conditie indeplinita; factor de bobinaj; 

 

3.6. Calculul termic de verificarea a transformatorului la incalzire

     

Volumul miezului este:

   Vm==4.916[cm3]

        Pierderile in jugul feromagnetic sunt:

                                unde pm=8*10-3 [W/cm3]                                                   

           

Calculul rezistentei infasurarii din primar (R1) si cea din secundar (R2) se face cu relatiile:

  R1 =                              

 R2 =                                    

          unde ρcu = 1.7810-8  [Ω*mm2/m]- rezistivitatea cuprului

Pierderile in bobinaj prin efect Joule-Lentz se calculeaza cu relatia de mai jos :

    Pb =  

Pierderile totale in transformator:

    Ptot = Pb + Pm = 0.0211 + 0.0393 = 0.0604  [W]                                           

3.7.Calculul supratemperaturii in timpul functionarii

Suprafata laterala a transformatorului

Sr=                             

Sr ==41.125[cm2]

Conductanta termica a transformatorului este :

Gθ=Sr==0.0657[W/oC]

Supratemperatura se calculeaza astfel :

            = = 0.598 [0C]

            Temperatura maxima la care poate ajunge transformatorul in timpul functionarii este urmatoarea:

                      max = amb +  = 25+1.377 = 25.59 [0C]            

3.8.Verificarea transformatorului la incalzire

            Se verifica doua conditii :

  -temperatura maxima din timpul functionarii transformatorului trebuie sa fie mai mica decat temperatura Curie pentru ca miezul magnetic sa nu-si piarda din proprietatile sale  magnetice.

         max < Curie                                                                                                      

Temperatura Curie specifica miezului magnetic este(Anexa 3):

Curie = 150  [0C]

            Cum  max =25.59 [0C] se observa ca este verificata conditia anterioara (25.59 < 150).

  -temperatura maxima din timpul functionarii transformatorului este mai mica decat temperatura clasei de izolatie .

            Temperatura specifica pentru clasa de izolatie Y este Y=90[0C]

         max < Y     (25.59< 90 )  (conditie indeplinita)                                                          

4. Alegerea circuitului de comanda (circuitului integrat) si dimensionarea elementelor acestuia

4.1.Realizarea si optimizarea circuitului

Schema de comanda a sursei in comutatie  este prezentata in schema urmatoare:

  

Pentru comanda tranzistorului se foloseste circuitul integrat TLC 555.

Obtinem: - pragul de sus:

                - pragul de jos:    

Datorita variatiei tensiunii de alimentare a circuitului integrat intre limitele V+=(4.5÷18)[V] iar tensiunea de alimentare este de U1n=24[V] circuitul de comanda trebuie sa contina si un bloc de adaptare a tensiunii. Acest lucru se face prin rezistenta R0 care se calculeaza cu relatia de mai jos :

Am ales valoarea V+=18[V].

4.2.Dimensionarea elementelor

 R0 = =  =1125[Ω]  se va alege din catalog     

     Iminimcircuit = 810-3 – curentul minim al circuitului integrat                                                           

Se alege din cataloage o rezistenta cu valoarea superioara celei calculate:

 

 s-a ales din catalog rezistenta OD122J-ND cu valoarea

R0catalog=1200[Ω]:

In aceste conditii  P= puterea disipata pe rezistenta R0 devine:

 P = Imincurent2 R0                      

 

Conditia de limitare a curentului :

    RAmin =  = = 15 [kΩ]              =1[mA]    

                                                       

Astfel se alege din catalog rezistenta RC1/216K5%A-ND cu valoarea RAmincatalog=16[k Ω]:

Frecventa impulsurilor se regleaza din RB:

;                 C1 trebuie ales din catalog intre (1÷10)[nF]

Am ales din catalog condensatorul C1catalog=1[nF]:

Se realizeaza calculele folosind condensatorul ales:

=768.115 [Ω]    

  

RBmin =  ==77.189 [Ω]

   

   RB=RBmin+RBvar      RBvar= RB- RBmin=768.115 – 77.189 = 690.917 [Ω]

 

Trebuie aleasa o rezistenta mai mare decat valoarea lui RBmin si astfel se alege rezistenta TNPW2010750RBEEF-ND care are valoarea RBmincatalog=750[Ω] si se efectueaza calculele cu aceasta valoare a lui RBmin:

 RBmin=4.3[kΩ]     RBmax=RBmin+RBvar =750+ 690.91 =1440.91 [Ω]

Trebuie verificata contitia:  15[kΩ]+ 768.115[Ω]=15768.115[Ω]

 15.76[kΩ]<10[MΩ] si astfel conditia anterioara este verificata.

RA si RB alese din catalog difera de cele calculate va trebui recalculata frecventa:

  f=82*103[Hz]

    Rezistentele alese mai sus trebuie sa verifice frecventa de lucru (82 kHz) care trebuie sa fie cuprinsa intre o frecventa minima si una maxima cat mai apropiate ca valoare:

fmin == 76.75[kHz]

fmax = = 82.81[kHz]     

Trebuie  indeplinita conditia:  fmin<f < fmax 76.75[kHz]< 82[kHz]<82.81 [kHz] conditia impusa este verificata                                                             

5. Alegerea lampii fluorescente

Pentru circuitul de inalta frecventa proiectat se pot alege o multitudine de lampi fluorescente cu descarcari in gaze si vapori metalici la joasa presiune (LDGVMJP), insa alegerea optima o reprezinta lampa  SYLVANIA F8W/154 ale carei caracteristici tenice sunt prezentate mai jos:

6. Simularea sursei de inalta frecventa

Tensiunea pe lampa are urmatoarele forme de unda:

Tensiunea drena-sursa este urmatoarea:

Curentul prin lampa este de urmatoarea forma:

7. Concluzii

 

         Lampile fluorescente fac parte din categoria lampilor cu descarcari in gaze . Acestea sunt utilizate pentru iluminatul interior si pentru cel exterior.

         Utilizarea frecventelor inalte la alimentarea lampilor fluorescente implica o serie de avantaje tehnico–economice: eficacitate luminoasa mai mare, tensiune de amorsare mai mica, palpaire redusa (dispare efectul stroboscopic, dispare flicker-ul),  durata de functionare a lampillor mai mare – comparativ cu cazul alimentarii de la frecventa retelei de 50Hz.

         Utilizarea invertoarelor statice in comutatie a dus la posibilitatea alimentarii lampilor fluorescente de la surse de tensiune continua de  valoare redusa ( 6, 9, 12, 24 Vcc), ceea ce a condus la aplicatii ale iluminatului fluorescent in domenii independente de reteaua de alimentare: autovehicule rutiere, vagoane de tren, transport naval, lanterne portabile echipate cu lampi fluorescente miniatura.

         Unul dintre avantajele este faptul ca putem comanda intrarea in conductive (MOSFET-ul comandandu-se in tensiune), se observa o crestere a factorului de putere, a randamentului si totodata a duratei de viata. Gabaritul redus prezinta de asemenea un avantaj.

8. Bibliografie

1.     L. Mihet-Popa, D. Nicoara - „Conversia si utilizarea energiei electrice – Aplicatii practice ”, Ed. Politehnica, Timisoara, 2005

  1. L. Mihet-Popa - „Modelare si Simulare in MATLAB & Simulink cu aplicatii in Inginerie Electrica”, Ed. Politehnica, Timisoara 2007

3.     V.Popescu - „Electronica Aplicata- Stabilizatoare de tensiune in comutatie”,Ed. de Vest, Timisoara, 1992

  1. M. Ciugudean - „Proiectarea unor circuite electronice”, Ed. Facla, Timisoara, 1983

  1. D. Nicoara, N. Muntean, A. Hedes, I. Sora, V. Barb -  „Iluminat electric – Lucrari de laborator”, Ed. Politehnica, Timisoara, 1995

  1. www.sylvania-lamps.com

 

  1. www.digikey.com

 

  1. www.datasheetcatalog.net

  1. www.scheme.ro

  1. www.howstuffworks.com



Electronica



Structura de baza a majorita_ii circuitelor integrate care se folosesc in surse in comuta_ie
SISTEME AUTOMATE
Sisteme de control proportional
DISPOZITIVE SI CIRCUITE ELECTRONICE ANALOGICE
Studiul etajului de amplificare diferential
WiMAX – interoperabilitate de acces prin microunde
Racordarea conductorilor electrici pentru liniile electrice subterane de joasa tensiune
PREAMPLIFICATOARE IN AUDIOFRECVENTA
BILANTUL ELECTROENERGETIC REAL ORAR AL CONSUMATORILOR ALIMENTATI DIN PT 2
Amplificatorul operational





















 
Copyright © 2014 - Toate drepturile rezervate